Desain Sirkuit Modul Daya Flyback untuk Pembaca RFID

Teknologi catu daya switching telah menyaksikan perkembangan menuju miniatur, frekuensi tinggi dan efisiensi tinggi dengan pengembangan chip yang sangat terintegrasi dalam beberapa tahun terakhir. Chip kontrol yang sangat terintegrasi membuat komponen periferal yang diperlukan menjadi disederhanakan karena relatif mudah untuk merancang catu daya sakelar tergantung pada perangkat lunak desain. Namun, masalah integrasi yang tinggi menyebabkan kebebasan desain yang rendah, ketersediaan chip yang rendah, dan harga yang rendah. Perangkat lunak desain yang dikembangkan oleh masing-masing produsen hanya mampu mensimulasikan beberapa jenis chip yang aneh. Dalam aplikasi praktis, sangat penting untuk merancang catu daya sakelar yang kompatibel dengan permintaan produk dengan kondisi pengoperasian yang sangat baik. Berdasarkan kebutuhan modul daya untuk RFID, dirancang sebuah saklar daya dengan tegangan dari 220VAC hingga 0,5VDC dan berdimensi 88mm x 70mm. Karena arus yang berjalan mendekati 1,5A dalam proses pembacaan tag, arus keluaran maksimum dari daya sakelar yang dirancang diatur menjadi 3A.

Pada perancangan miniatur dengan daya keluaran yang relatif rendah, menurut teori Erickson RW, ketersediaan saklar daya dari daya flyback switch yaitu 0,385 lebih besar dari 0,353 yang menggunakan tipe shock normal, full bridge dan half bridge. Oleh karena itu, struktur konverter flyback diambil. Dengan mempertimbangkan keuntungan dari desain umpan balik dan pengontrol mode saat ini, chip kontrol PWM mode saat ini UC3842 diambil.

Dalam daya sakelar yang menerapkan chip UC3842, desain rangkaian periferal relatif mudah. Struktur chip kontrol PWM mode saat ini menghilangkan kutub ganda yang dibawa oleh induktansi dalam loop untuk menyederhanakan desain loop umpan balik secara efektif. Gaya umpan balik terminal keluaran diterapkan terdiri dari tabung stabilovolt TL431 dan optocoupler. Dalam desain berdasarkan UC3842, desainer cenderung merancang secara independen setiap modul dalam struktur flyback, menekankan desain sirkuit yang berdekatan dan sirkuit umpan balik, dengan desain sirkuit lainnya diabaikan. Misalnya, menurut teorema elemen ekstra oleh Dr. Middlebrook, impedansi input filter input harus jauh lebih kecil daripada impedansi input konverter. Jika tidak, fluktuasi mungkin terjadi pada sirkuit. Desain ini secara hati-hati membahas desain sirkuit yang berdekatan seperti desain sirkuit filter input, kompensasi kemiringan dan desain sirkuit ground. Skema desain ditentukan melalui simulasi Sabre dan kompatibilitasnya dengan kebutuhan dan stabilitas melalui debugging dengan RFID.

Teori Dasar Daya Sakelar Flyback

Teori dasar desain saklar daya adalah mengubah VAC menjadi VDC untuk catu daya ke chip IC mengubah DC menjadi HFAC yang kemudian berubah menjadi output DC. Umpan balik menstabilkan tegangan keluaran dari sampel DC keluaran dan sakelar kendali IC masukan. Teori daya sakelar diilustrasikan pada Gambar 1.

Struktur loop tertutup ganda mode saat ini diterapkan pada konverter kontrol daya sakelar flyback. Keistimewaan konverter flyback terletak pada kenyataan bahwa dalam kondisi tabung pensaklaran tertutup, energi induktansi di dalam kumparan pada satu sisi transformator memberikan daya untuk pembawa melalui dioda penyearah sedangkan dalam kondisi tabung pensaklaran, energi disimpan di dalam. kumparan transformator dan output disediakan oleh energi yang tersimpan di dalam kapasitor output. Diagram skema konverter flyback diilustrasikan pada Gambar 2.

Ketika tegangan terdeteksi oleh resistor pendeteksi keluaran R₁ dan R₂ kurang dari tegangan referensi V_ref , kesalahan meningkat melalui penguat kesalahan dengan tabung switching Q₁ membuka. Induktansi primer dan arus transformator naik dengan kemiringan (V_g - V_on )/ L_m . Sampling resistor R_s mengubah induktansi primer dan arus menjadi tegangan sampling. Berdasarkan perbandingan antara tegangan sampling pada resistor sampling R_s dan tegangan error, ketika tegangan pada resistor sampling R_s naik ke nilai yang lebih tinggi dari tegangan kesalahan, level rendah akan dikeluarkan dan tabung switching ditutup sampai kedatangan jam berikutnya. Daya switching flyback tidak memerlukan induktor daya keluaran dan induktor transformator dapat langsung diterapkan untuk daya yang memiliki struktur topologi sederhana. Sirkuit kontrol terutama tergantung pada mode saat ini chip PWM UC3842 dan sirkuit periferal.

Mode Saat Ini Chip PWM UC3842

CPU kontrol yang diterapkan dalam desain ini adalah chip PWM UC3842 dalam mode frekuensi dan arus tetap, mengintegrasikan komponen kontrol penting seperti osilator, penguat kesalahan, komparator PWM, dan pemicu SR. Chip ini memiliki fungsi perlindungan di bawah tegangan dan arus lebih dengan mode keluaran tiang totem, frekuensi kerja 500kHz, arus awal kurang dari 1mA dan arus keluaran maksimum 1A.

Fungsi pin berbeda satu sama lain. Pin 7 untuk catu daya. Ketika tegangan lebih dari ambang mulai lambat 16V, Schmitt memicu output tingkat tinggi. Regulator tegangan memasok tegangan referensi 5V ke pin 8 dan ketika tegangan lebih rendah dari 10V, pemicu Schmitt mengeluarkan tingkat rendah dengan tegangan kurang terkunci. Tabung stabilivolt internal membatasi tegangan input maksimum dalam 36V. Daya disuplai ke C_t oleh pin 4 melalui rangkaian RC eksternal dan oleh pin 8 melalui resistor R_t dan C_t menentukan frekuensi osilator melalui sumber arus internal yang menghasilkan listrik. Pin 2 adalah input pembalik dari penguat kesalahan sedangkan pin 1 adalah output dari penguat kesalahan untuk memasok kompensasi. Pin 3 adalah pin pendeteksi arus, menentukan duty cycle melalui keluaran penguat kesalahan dan ketika tegangan pin 3 lebih dari 1V, aliran arus ditutup. Pin 6 memasok output mode tiang totem dengan arus kerja maksimum 1A, mempercepat penutupan tabung switching.

Desain Kontrol Daya Sakelar Flyback

Diagram skema bagian kontrol ditampilkan pada Gambar 3 di bawah ini. Bagian kontrol konverter flyback sebagian besar terintegrasi di dalam chip UC3842 dan hanya beberapa komponen eksternal yang dapat menerapkan fungsi kontrol yang diperlukan. Modul fungsi kontrol utama mencakup sirkuit start, desain frekuensi, sirkuit proteksi, sirkuit penggerak, dan kompensasi kemiringan.

• Rangkaian awal dan desain frekuensi

Rangkaian start memasok tegangan start pin 7 lebih dari 16V. Saat sistem mulai, daya disuplai ke pin 7 oleh belitan bantu. Frekuensi kerja sistem ini ditentukan oleh timing kapasitor dan resistor antara pin 8 dan pin 4. Tegangan referensi 5V dari pin 8 memberikan daya ke kapasitor C₁₅ melalui resistor R₉ . Kapasitor C₁₅ kemudian menghasilkan gelombang gigi gergaji melalui sumber arus internal yang menghasilkan listrik yang rentang waktunya menentukan waktu mati chip keluaran PWM. Untuk memastikan kinerja, waktu mati harus kurang dari periode osilasi sebesar 5%. Berdasarkan diagram urutan waktu, dapat diperoleh bahwa C₁₅ adalah 3.3nF dan frekuensi kerja 47kHz. Sesuai dengan rumus f_osc =1.7/( R_ref x C₁₅ ), nilai R₉ adalah 11kHz.

• Sirkuit foldback saat ini

Rangkaian flipback arus chip mengubah arus induktor di tepi primer menjadi tegangan keluaran penguat tegangan dan kesalahan yang diimplementasikan oleh komparator PWM melalui resistor pendeteksi arus lebih. Ketika tegangan pin 3 lebih dari 1V, output rusak. Arus induktor puncak seharusnya 1A dan nilai resistor pendeteksi arus R₁₃ seharusnya 1Ω. Untuk mencegah kesalahan pemutusan yang dipimpin oleh puncak arus induktor tepi primer transformator, R₁₁ dan C₁₄ diakses untuk menyaring puncak dan arus puncak kira-kira ratusan nanodetik. Pada kondisi R11 seharusnya 1k dan C14 500pF, konstanta waktu =RC =500ns.

• Sirkuit penggerak tabung MOS

Sirkuit penggerak tabung MOS bertanggung jawab atas bentuk gelombang PWM yang sangat baik, terutama tepi jatuh. Sambungan serial antara pin keluaran 6 dan resistor seri kisi R₆ akan mengurangi fluktuasi parasit frekuensi tinggi yang disebabkan oleh kapasitansi input tabung MOS dan induktansi kabel serial apa pun di sirkuit. Untuk memastikan bentuk gelombang PWM saklar tabung MOS, nilai R₆ selalu kecil dalam kisaran dari puluhan hingga dua puluh ohm. Nilai R₈ seharusnya 15kΩ sebagai resistor pemeras jaringan tabung MOS.

• Kompensasi kemiringan

Dalam mode kontrol arus puncak, nilai puncak arus induktor diatur secara konstan sedangkan nilai rata-rata arus induktor tidak. Perubahan siklus kerja akan mengubah arus rata-rata dan cincin bagian dalam dari kontrol arus puncak memastikan nilai puncak arus induktor tetapi gagal untuk mengontrol nilai rata-rata arus induktor yang benar yang kompatibel dengan tegangan keluaran, yang mengarah pada perubahan tegangan keluaran yang konstan. Ketika siklus kerja lebih dari 50%, fluktuasi arus induktor akan menghasilkan osilasi. Dalam desain ini, kompensasi kemiringan diperlukan. Penerapan kompensasi kemiringan atas mengacu pada tumpukan tegangan kemiringan positif pada sinyal sampel saat ini. Kompensasi kapasitif diterapkan dalam desain ini dengan C₅₁ 100pF ditambahkan antara pin 3 dan pin 4 dan sinyal osilasi osilator memasok daya ke C₅₁ dan pin 3 melalui kapasitor. Dengan kompensasi kemiringan jenis ini, kapasitansi relatif kecil dengan peringkat pF untuk menghindari menarik arus osilator dan menghasilkan tegangan negatif yang terlalu besar pada pin 3.

Desain Sirkuit Periferal Daya Sakelar Flyback

• Desain sirkuit untuk EMI dan filter penyearah

Untuk menyaring gangguan jaringan listrik frekuensi tinggi ke perangkat dan pengaruh sakelar frekuensi tinggi ke jaringan listrik, rangkaian filter EMI harus diakses oleh peringkat input. Diagram rangkaian gelombang filter EMI umum ditunjukkan pada Gambar 4.

C₁ terhubung di port input jaringan listrik saat C₂ adalah dengan port input perangkat untuk menghilangkan gangguan mode diferensial. L berbagi arah yang sama dengan choke mode umum untuk memfilter gangguan mode umum sementara C₁₆ dan C₁₇ terhubung dengan ground untuk menyaring gangguan mode umum.

Arus bocor C₁₆ dan C₁₇ dihitung sesuai dengan rumus:. Untuk dua kapasitor identik, amplitudo arus bocor harus sesuai dengan rumus:, di mana f mengacu pada frekuensi jaringan listrik dengan nilai 50Hz, C mengacu pada kapasitansi keseluruhan dari 4400pF ke tanah, dan V mengacu pada tegangan tanah 110V. Oleh karena itu, nilai I_leak adalah 0.15mA yang kompatibel dengan arus bolak-balik dengan nilai valid 220VAC setelah EMI kompatibel dengan standar keamanan. amplitudonya adalah sedangkan output DCV adalah . Tegangan tembus terbalik dioda harus memenuhi persyaratan berikut:. C mengacu pada kapasitansi filter sementara R_L mengacu pada beban. Semakin besar konstanta waktu R_L C dan kapasitansi yang lebih halus, semakin baik efek filternya. Dioda ln4007 dengan tegangan tahan tinggi diambil.

• Osilasi yang dibawa oleh impedansi keluaran filter dan impedansi masukan konverter

Ketidakcocokan antara impedansi input konverter dan impedansi output filter mungkin menyebabkan osilasi juga. Impedansi masukan konverter sistem loop dapat dianggap sebagai resistor negatif ( ). Filter adalah filter LC dan fungsi transfer dapat diperoleh dengan ESR induktansi dan kapasitansi.

Impedansi masukan konverter osilasi konstan sistem harus sesuai dengan rumus:.

Oleh karena itu, hanya jika impedansi masukan konverter loop kurang dari impedansi keluaran osilasi filter yang dihitung, koefisien redaman fungsi transfer bernilai positif yang akan menjadi stabil untuk mengurangi osilasi. Jika tidak, sirkuit akan berfluktuasi.

• Desain sirkuit snubber

Untuk mencegah tabung frekuensi rusak akibat tegangan lebih penutup, rangkaian snubber RCD tepi primer harus dirakit ke transformator. Port keluaran memecah dioda keluaran untuk mencegah kerusakan keras dengan menambahkan rangkaian snubber keluaran, yang diilustrasikan pada Gambar 5.

Dalam proses kerusakan tabung MOS, arus tepi primer i_d memasok daya ke kapasitansi sumber kebocoran parasit melalui sumber kebocoran tepi primer transformator. Tegangan frekuensi tinggi ini dapat membuat tegangan pada tabung sakelar melebihi tegangan tahan dan merusak tabung sakelar sehingga ditambahkan rangkaian snubber RCD untuk menyediakan jalur sadapan tegangan. Dioda pemulihan cepat FR107 dengan tegangan tahan tinggi diambil, resistor RCD 5kΩ dan kapasitansi 3300pF.

Ketika input terbuka dengan tabung MOS terbuka, tegangan ditambahkan pada output dioda schottky ( ) dan kerusakan tabung MOS yang keras menyebabkan kerusakan dioda. Dengan menambahkan rangkaian snubber RC, tegangan pada dioda schottky V_D =V_O + Saya_O x R₃ . Waktu buka 2SK792 tabung MOS adalah 55ns, tegangan penahan kebalikan dari dioda schottky SB540 adalah 60V, output V_O adalah 5V dan arus maks adalah 3A. Oleh karena itu, resistansi ekivalen dari rangkaian snubber maks adalah 18,33Ω dan ( ). Ketika R adalah 18Ω dan C adalah 560pF, resistansi serial ekivalen adalah 18,06Ω.

• Desain sirkuit keluaran

Penyearahan diimplementasikan oleh bagian keluaran melalui dioda schottky dan penyaringan menggunakan kapasitor dengan ESR rendah dengan keluaran reduksi ESR kapasitor ekivalen, yang ditunjukkan pada Gambar 6.

Sirkuit pengambilan sampel keluaran diperoleh melalui R₅ dan R₁₂ tegangan diferensial dan nilai R₁₂ ditentukan dengan referensi arus terminal keluaran TL431 yaitu 1,5μA. Untuk menghindari arus yang mempengaruhi rasio tegangan diferensial dan kebisingan, arus melalui resistor R₁₂ harus lebih dari 100 kali arus input TL431. Rlow<2.5/150μA=16.6kΩ. Karena arus kerja TL431 berkisar dari 1mA hingga 100mA, ketika arus R₅ hampir 0, arus 1mA diberikan ke TL431 oleh R₁₄ (R₁₄ f /1mA). Berdasarkan manual PC817B, U_f =1,15V, nilai R₁₄ bisa 1kΩ karena nilainya harus kurang dari 1,15 kΩ.

Berdasarkan kurva fitur triode di PC817B, ketika arus maju transistor sekitar 7mA, nilai I_C adalah 7mA juga dan tegangan emitor linier dalam kategori yang relatif luas dengan uc3842comp linier. RKT di PC817B berada dalam kisaran 1,3 hingga 2,6. Ketika nilai I_C adalah 7mA, dengan pertimbangan situasi terburuk, nilai CTR adalah 1,3. Arus maksimum yang mengalir melalui LED harus I_f =I_C /1.3 =5.38mA, R₄ <(5 - U_ka - U_f )/5.38mA =(5 - 1.15 - 2.5)/5.38mA =250Ω. Arus maksimum yang dapat ditahan TL431 adalah 150mA sedangkan arus maksimum yang dapat ditahan PC817 adalah 50mA. Oleh karena itu, arus maksimum R₄ menyediakan adalah 50mA dengan R₄>(5 - 1,15 - 2.5)/50mA =27Ω. Jadi kisaran R₄ adalah antara 27Ω dan 250Ω dengan nilai 150Ω yang dipilih.

• Desain sirkuit arde

Transformator diterapkan untuk isolator tanah antara tanah dingin dan panas di saklar daya. Tanah panas di tepi primer transformator dapat dibentuk menjadi lingkaran melalui jaringan listrik dan transformator sekunder mengacu pada lingkaran yang dibentuk oleh tanah dan tanah dingin. Kapasitor pengaman Y diambil oleh C₁₆ dan C₁₇ untuk menghubungkan garis nol dan garis tembak ke tanah bingkai untuk menyaring gangguan mode umum. Kapasitor C₁₈ antara tanah panas dan tanah dingin mengubah kebisingan di sisi sekunder transformator menjadi hubung singkat primer untuk mengurangi radiasi gelombang elektromagnetik.

Sumber Daya Bermanfaat
• Pengenalan Komprehensif IoT Berbasis RFID
• Desain PCB Berdaya Tinggi di Lingkungan Bersuhu Tinggi
• Cara Mengatasi Cacat Pentanahan Catu Daya Kontrol Berdasarkan Pengurangan Isolasi dalam Desain PCB
• Diskusi Daya dan Ground pada Kompatibilitas Elektromagnetik PCB
• Bagaimana Menganalisis dan Melarang Impedansi Daya PCB Berkecepatan Tinggi
• Aluminium Backed PCBs:Solusi Aplikasi Daya Tinggi dan Toleransi Ketat
• Layanan Pembuatan PCB Fitur Lengkap dari PCBCart - Beberapa opsi Nilai tambah
• Layanan Perakitan PCB Tingkat Lanjut dari PCBCart - Mulai dari 1 buah