Referensi Bandgap Bias Sendiri Lanjutan Mencapai 180 nm, 80 dB PSRR – Kompensasi Suhu Tingkat Akurasi Tinggi, Daya Rendah

Abstrak

Dalam makalah ini, referensi bandgap (BGR) self-bias yang ditingkatkan dengan rasio penolakan supply daya (PSRR) tinggi disajikan. Penguat operasional yang membentuk loop umpan balik dipetakan dengan generasi tegangan koefisien suhu positif (TC) untuk konsumsi daya lebih rendah, di mana tegangan offset diadopsi untuk mencapai tegangan PTAT proporsional terhadap suhu mutlak. Dengan generasi referensi independen suhu, dua loop umpan balik direalisasikan secara bersamaan untuk peningkatan PSRR, yang membentuk loop umpan balik negatif lokal (LNFL) dan loop self-bias global (GSBL). BGR yang diusulkan diimplementasikan dalam teknologi BCD 180 nm, yang hasilnya menunjukkan bahwa tegangan referensi yang dihasilkan adalah 2,506 V, dan TC adalah 25 ppm/°C dalam rentang suhu −55 hingga 125 °C. Sensitivitas garis (LS) adalah 0,08 ‰/V. Tanpa kapasitor filter, PSRR adalah 76 dB pada frekuensi rendah, di atas 46 dB hingga 1 MHz.

Pendahuluan

Referensi tegangan adalah salah satu modul inti dalam sistem elektronik, yang banyak digunakan dalam elektronik medis, manajemen daya, sensor lingkungan nirkabel, dan sirkuit komunikasi. Dengan perbaikan teknologi, luas chip terus menyusut, dan kemampuan anti-gangguan terus meningkat, dan persyaratan untuk optimasi struktural dan imunitas kebisingan referensi tegangan meningkat secara dramatis, terutama dalam aplikasi skala nano [1].

Sirkuit BGR konvensional membutuhkan blok sirkuit tambahan untuk menyediakan arus bias untuk seluruh sirkuit, yang secara signifikan meningkatkan luas sirkuit dan konsumsi daya. Pada saat yang sama, arus bias yang dihasilkan sangat dipengaruhi oleh suhu, yang mempengaruhi koefisien suhu (TC) dari tegangan referensi. Banyak teknik kompensasi tinggi urutan untuk peningkatan TC telah dilaporkan, seperti kompensasi kelengkungan bagian [2], kompensasi kelengkungan eksponensial [3], kompensasi akar kuadrat berbasis kebocoran (LSRC) [4], dan sebagainya. Kelemahan lain dari sirkuit BGR konvensional adalah bahwa ia sangat dipengaruhi oleh lingkungan eksternal dan tegangan output tidak stabil, yang merupakan fokus artikel ini.

Rasio penolakan supply daya (PSRR) adalah parameter penting untuk mengukur imunitas kebisingan referensi tegangan. Solusi konvensional untuk meningkatkan PSRR dilakukan dengan biaya luas dan konsumsi daya chip [5], seperti penguat tambahan, transistor saluran panjang, struktur kascode [6], tahap gain tambahan [7], dan sebagainya. Attenuator aktif dan kompensasi penyesuaian impedansi diadopsi dalam [8] untuk meningkatkan PSRR pada frekuensi rendah dan tinggi, masing-masing. Yue et al. [9] menggunakan cermin arus kascode untuk meningkatkan PSRR. Teknik bias tubuh dan umpan balik negatif digunakan dalam [10] untuk PSRR tinggi.

Untuk mengatasi masalah-masalah di atas, BGR self-bias yang ditingkatkan dengan PSRR tinggi diusulkan dalam ringkasan ini. Dua loop umpan balik direalisasikan secara bersamaan untuk peningkatan PSRR, yang membentuk LNFL dan GSBL. Sementara itu, sumber arus bias sendiri (SBCS) untuk seluruh BGR dicapai. Pada kondisi stabil, BGR yang diusulkan diberdayakan sendiri melalui GSBL tanpa modul arus bias tambahan dan luas chip. Teknik yang disajikan memisahkan tegangan supply dari tegangan referensi output melalui penguat arus yang tersemat dalam GSBL, yang dapat secara efektif meningkatkan PSRR. Selain itu, untuk mencegah tegangan output menjadi tidak stabil, LNFL dirancang pada terminal tegangan output untuk menjaga tegangan output tetap stabil. Yang lebih penting, tegangan referensi stabil suhu dihasilkan dengan LNFL dan GSBL dalam cara dipetakan. Dengan metode ini, BGR self-bias dengan peningkatan PSRR yang tinggi diimplementasikan dengan struktur yang kompak dan konsumsi arus.

Metode

Seperti yang ditunjukkan pada Fig. 1, sirkuit BGR yang diusulkan terdiri dari sirkuit start-up, penguat arus, penguat operasional, dan inti referensi bandgap. Sirkuit start-up digunakan untuk menghilangkan titik degenerasi nol. Tegangan offset bawaan dalam penguat diatur sebagai tegangan PTAT proporsional terhadap suhu mutlak, yang dapat merealisasikan arus PTAT melalui resistor R1. Dengan TC positif dari tegangan melalui R1 dan R2, TC negatif dari V_BE(Q5) dan V_BE(Q4) dapat dibatalkan dengan benar untuk mencapai tegangan referensi stabil suhu pada node V_REF. Pada saat yang sama, LNFL dibentuk dengan bantuan penguat untuk meningkatkan kinerja. Digabungkan dengan penguat arus di atas Fig. 1, GSBL direalisasikan untuk peningkatan PSRR lebih lanjut. Implementasi detail BGR yang diusulkan ditunjukkan pada Fig. 2.

Referensi Bandgap Bias Sendiri Lanjutan Mencapai 180 nm, 80 dB PSRR – Kompensasi Suhu Tingkat Akurasi Tinggi, Daya Rendah

Sirkuit Start-up

Sirkuit start-up ditunjukkan di bagian kiri Fig. 2. Pada awal tahap start-up, tegangan output V_REF berada pada level rendah, yang menjaga MN8 dan MN9 mati. Arus melalui MP1_1 digunakan untuk menghasilkan arus start-up ke MP5, di mana MP1_1 bertindak sebagai resistansi besar dengan rasio aspek yang sangat kecil. Tegangan pada V_REF akan secara bertahap diisi oleh arus start-up. Ketika tegangan pada V_REF melebihi tegangan operasi minimum bagian inti referensi bandgap, arus bias untuk penguat akan dihasilkan. Ini akan mendorong BGR ke titik operasi yang diinginkan. Pada saat yang sama, transistor MN8 dan MN9 akan secara bertahap menyala, yang mengalihkan supply arus MP5 ke arus self-bias yang dihasilkan dalam inti referensi bandgap. Setelah start-up selesai, arus start-up tidak dimatikan untuk V_REF penyesuaian ulang dalam kasus tegangan referensi jatuh karena beberapa alasan [11].

Generator SBCS

Terdapat dua loop SBCS dalam BGR yang diusulkan, yang membantu peningkatan kinerja [1]. Yang pertama terletak pada arus ekor penguat. Arus PTAT melalui transistor Q4 dicerminkan ke Q3. Namun, arus melalui Q4 ditentukan oleh tegangan melalui resistor R1, yang dikunci pada tegangan offset input penguat. Karena rasio aspek MP7 dan MP8 yang sama, tegangan offset input penguat dapat dinyatakan sebagai

$$ {V}_{OS}={V}_T\ln N $$ (1)

di mana N adalah rasio luas Q1 dan Q2, dan V_T adalah tegangan termal. Oleh karena itu, arus dalam bagian penguat dan inti referensi bandgap adalah arus PTAT, yang dapat diberikan oleh

$$ {I}_{R1}={V}_T\ln N/{R}_1 $$ (2)

Arus inti referensi bandgap dicerminkan ke penguat sebagai arus ekor, membentuk loop self-bias pertama.

Loop SBCS kedua terdiri dari penguat arus. Arus PATA yang ditunjukkan dalam persamaan (2) dicerminkan ke penguat arus oleh cermin arus MP7 dan MP6. Kemudian arus, I, diperkuat oleh K sebagai sumber arus ke node VREF, yang dapat digambarkan sebagai

$$ K={k}_1{k}_2 $$ (3)

di mana k₁ = S_MN6/S_MN7, k₂ = S_MP3/S_MP2, S_i adalah rasio aspek transistor i. Oleh karena itu, arus, KI, diinjeksi kembali ke dalam bagian penguat dan inti referensi bandgap, yang membangun loop self-bias kedua.

Untuk menjamin operasi yang tepat dengan konsumsi daya rendah, arus, KI, harus sedikit lebih besar dari kebutuhan arus minimum penguat dan inti referensi bandgap. Dalam desain yang diusulkan, arus melalui MP6, MP7, dan MP8 diatur pada level yang sama, I. Arus melalui inti referensi bandgap adalah 2I. Oleh karena itu, hubungan, 6 ≥ K > 5, harus dipenuhi [12,13,14].

Sirkuit Generator V_REF

Sirkuit generator V_REF ditunjukkan di bagian kanan Fig. 2, yang terdiri dari penguat dan inti referensi bandgap. Seperti yang ditunjukkan dalam persamaan (2), tegangan offset PTAT penguat dipetakan oleh loop SBCS [15]. Ini membuat arus melalui R1, R2, dan R_Trimming adalah arus PTAT, yang digunakan sebagai kompensasi suhu untuk TC negatif Q4 dan Q5. Tegangan referensi yang dihasilkan, V_REF, dapat dinyatakan sebagai

$$ {V}_{REF}=2{V}_{BE}+\left(1+\frac{R_2+{R}_{Trim\min g}}{R_1}\right){V}_T\ln N $$ (4)

Dengan penyesuaian rasio (R₂ + R_{Trim min g})/R₁, tegangan referensi yang dikompensasi suhu dapat direalisasikan dengan drift suhu rendah.

Umpan Balik

Sebuah LNFL dirintis dalam penguat dan inti referensi bandgap, yang dibentuk oleh dua LNFL kecil. Yang pertama, loop1, adalah dari input penguat ke V_REF, dan umpan balik ke input penguat. Yang lain, loop2, adalah dari V_REF melalui inti referensi bandgap ke arus ekor penguat, dan umpan balik ke V_REF. Untuk loop1, ada loop lokal ganda umpan balik positif dan negatif dengan input penguat. Loop umpan balik positif terdiri dari Q5, R2, R1, Q1, MP8, dan MX. Loop umpan balik negatif terdiri dari Q5, R2, Q2, dan MX. Gain loop umpan balik positif dan negatif diturunkan sebagai

$$ {A}_{V, PF}=\frac{R_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8} $$ (5) $$ {A}_{V, NF}=\frac{R_1+{R}_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q2}{r}_{o, MP8} $$ (6)

di mana g_{m, Q1} adalah transmiskonduktansi transistor Q1, r_{o, MP8} adalah resistansi output transistor MP8, dan g_m dari Q1 dan Q2 setara. Karena efek loop umpan balik negatif lebih kuat dari loop umpan balik positif, loop1 berperilaku sebagai loop umpan balik, yang karakteristik loopnya dapat dinyatakan sebagai

$$ {T}_{\mathrm{loop}1}\approx \frac{R_1}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8} $$ (7) $$ {p}_0\approx \frac{1}{r_{o, MP8}{C}_1} $$ (8)

di mana p₀ adalah tiang dominan. Terkait loop2, kinerja dapat diberikan oleh

$$ {T}_{\mathrm{loop}2}\approx \frac{1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $$ (9) $$ {p}_1\approx \frac{g_{m, MP8}}{C_1} $$ (10)

di mana g_{m, MP8} adalah transmiskonduktansi transistor MP8, dan p₁ adalah tiang dominan. Akibatnya, gain loop total LNFL adalah

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{R_1{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8}+1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+s/{p}_1\right)} $$ (11)

Dengan mempertimbangkan persamaan (2), persamaan (11) dapat ditulis ulang sebagai,

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{r_{o, MP8}\ln N+1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+s/{p}_1\right)} $$ (12)

di mana z₀ ≈ g_{m, MP8}/[C₁(1 + 1/ ln N)]. Karena N = 8 dalam desain yang diusulkan, hal ini membuat nol, z₀, setara dengan dua kali tiang, p₁, yang dapat memperluas bandwidth loop LNFL dua kali lipat.

Sebuah GSBL dibentuk oleh penguat arus, inti referensi bandgap, dan penguat, yang dapat menyediakan arus bias untuk seluruh sirkuit dalam metode self-bias dengan performa PSRR yang ditingkatkan. Gain loop GSBL dapat diberikan oleh

$$ {T}_{\mathrm{GSBL}}\approx \frac{K\left(1/3{g}_{m, MP8}\Big\Vert 1/{g}_{m, MX}\right)}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $$ (13)

di mana g_{m, MX} adalah transmiskonduktansi transistor M_X. Efek utama transistor M_X adalah menurunkan impedansi ekuivalen pada V_REF dengan kemudahan kompensasi loop. T_GSBL diatur untuk lebih kecil dari satu dalam desain yang diusulkan, yang dapat menghindari osilasi.

Dengan bantuan LNFL dan GSBL, stabilitas tegangan referensi yang dihasilkan, V_REF, dapat ditingkatkan secara signifikan.

PSRR Referensi Tegangan yang Diusulkan

Untuk menyederhanakan perhitungan PSRR sirkuit yang diusulkan, resistansi ekuivalen bagian yang diberdayakan oleh tegangan referensi, V_REF, pertama kali dihitung. Diagram perhitungan bagian ini ditunjukkan pada Fig. 3 [16].

Gambar 4a menunjukkan model sinyal kecil untuk perhitungan resistansi ekuivalen cabang sirkuit 1, 2, di mana arus I₁ dan I₂ mengalir pada Fig. 3, masing-masing. Kemudian, resistansi ekuivalen, R_eq1,2, dapat dinyatakan sebagai

$$ {R}_{eq1,2}\approx \frac{3{R}_{eq,4}{r}_{o,Q1}}{3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+{g}_{m,Q1}{R}_1{r}_{o,Q1}+3{R}_{eq,4}} $$ (14)

di mana g_m,Q1 dan r_o,Q1 adalah transmiskonduktansi dan resistansi output Q1, masing-masing; R_eq4 adalah resistansi ekuivalen cabang dengan I₄. Karena tegangan gate MP6 yang ditunjukkan pada Fig. 2 ditentukan oleh tegangan drain MP7, attenuasi kebisingan supply daya (PSNA) pada node M juga harus dihitung, yang dapat diberikan oleh

$$ {V}_M=\Delta {V}_{ref}+\frac{g_{m,Q1}{R}_1{r}_{o,Q2}}{2{g}_{m, MP7}\left({r}_{o,Q2}+{r}_{o, MP8}\right){R}_{eq4}}\Delta {V}_{ref}\approx \Delta {V}_{ref} $$ (15)

di mana r_o,MP8 dan r_o,Q2 adalah resistansi output MP8 dan Q2, masing-masing; g_m,MP7 adalah transmiskonduktansi MP7. Seperti yang dinyatakan dalam persamaan (15), kebisingan supply memiliki pengaruh sedikit terhadap tegangan gate-sumber MP6. Ini membuat MP6 bertindak sebagai resistansi tinggi, r_o,MP6, yang memisahkan dampak kebisingan dari bagian penguat dan inti referensi bandgap.

Resistansi ekuivalen cabang dengan I₃ pada Fig. 3 dapat diturunkan oleh Fig. 4b, yang dapat dinyatakan sebagai

$$ {R}_{eq3}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}{R}_1\right]} $$ (16)

di mana g_m,Mx adalah transmiskonduktansi Mx. Model sinyal kecil resistansi ekuivalen cabang dengan I₄ pada Fig. 3 ditunjukkan pada Fig. 4c, yaitu,

$$ {R}_{eq4}\approx 1/{g}_{m,Q5}+{R}_1+{R}_T+1/{g}_{m,Q4}+{R}_2 $$ (17)

Oleh karena itu, resistansi ekuivalen sinyal kecil bagian penguat dan inti referensi bandgap pada Fig. 3 adalah

$$ {R}_{eq}={R}_{eq1,2}\left\Vert {R}_{eq3}\right\Vert {R}_{eq4} $$ (18)

Oleh karena itu, PSRR total referensi tegangan yang diusulkan dapat diilustrasikan pada Fig. 5. PSRR dapat diberikan oleh

$$ \frac{\Delta {V}_{ref}}{\Delta {V}_{CC}}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}{g}_{m, mp3}{r}_{o, mp3}{r}_{o, mp6}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}{R}_1\right]} $$ (19)

Karena g_mr_o > > 1 umumnya valid, pengaruh kebisingan supply daya terhadap tegangan referensi yang dihasilkan sangat ditekan.

Hasil dan Pembahasan

Referensi tegangan diimplementasikan dalam proses BCD 180 nm, yang tata letaknya ditunjukkan pada Fig. 6, menempati area aktif 0,05690 mm².

Gelombang start-up yang disimulasikan ditunjukkan pada Fig. 7, yang mengilustrasikan prosedur transien dengan penegakan tegangan supply daya. Ketika tegangan supply daya kecil, seluruh sirkuit referensi tidak sepenuhnya beroperasi, yang berarti arus cabang start-up sangat kecil dan tegangan referensi dipertahankan pada nol. Seiring bertambahnya tegangan supply daya, tegangan referensi yang dihasilkan pertama kali stabil pada sekitar 2V_BE karena operasi yang tidak normal bagian penguat pada Fig. 2. Ketika tegangan supply daya meningkat di atas tegangan supply daya minimum yang diperlukan BGR yang diusulkan, penguat operasional inti mulai bekerja, dan tegangan referensi segera stabil pada nilai yang diinginkan. Selain itu, arus start-up menurun mendekati nol dengan tegangan referensi yang diinginkan, sementara SBCS yang diusulkan mengambil alih sebagai suplai arus dengan GSBL. Konsumsi daya sirkuit start-up hanya mencakup sebagian kecil dari konsumsi daya chip.

Karakteristik suhu tegangan referensi yang dihasilkan, V_REF, ditunjukkan pada Fig. 8. Variasi tegangan V_REF dalam rentang −55 °C ~ 125 °C adalah 11,3 mV, di mana TC sebesar 25 ppm/°C dicapai.

Gambar 9 menunjukkan sensitivitas garis (LS) dari tegangan output referensi. BGR yang diusulkan dapat berhasil dirintis pada tegangan supply daya 3 V, dan variasi V_REF adalah 0,2 mV dalam rentang tegangan supply daya 3 -5 V. Ini berarti LS yang baik sebesar 0,08‰/V direalisasikan.

Performa PSRR yang ditingkatkan diilustrasikan pada Fig. 10, yang memiliki PSRR sebesar 76 dB yang sesuai dengan hasil teoritis dalam persamaan (19) pada frekuensi rendah dan di atas 46 dB hingga 1 MHz.

Metode trimming biner konvensional cocok untuk BGR yang diusulkan, yang mengadopsi trimming 8-bit untuk R_Trimming. Ini dapat merealisasikan langkah trimming 9 mV/LSB. Tabel 1 menunjukkan kinerja referensi tegangan yang di-trim pada tegangan supply daya 3 -5 V dan rentang suhu −55 hingga 125 °C di bawah berbagai sudut proses, yang mencakup kasus tipis, lambat, dan cepat. Seperti yang ditunjukkan pada Tabel 1, drift suhu dalam 0,6%, LS di bawah 0,12‰/V, dan PSRR di atas 71 dB@10 Hz.

Tabel 2 memberikan ringkasan karakteristik referensi tegangan yang diusulkan dan perbandingan dengan beberapa referensi tegangan yang sebelumnya dilaporkan. Karena referensi tegangan yang diusulkan bertujuan untuk stabilitas supply yang tinggi, tidak ada kompensasi suhu tinggi urutan yang digunakan dalam makalah ini. Oleh karena itu, TC dari [11,12,13], yang terutama berfokus pada metode optimasi suhu atau daya, lebih kecil dari TC referensi tegangan yang diusulkan. TC referensi tegangan yang diusulkan dapat dioptimalkan lebih lanjut dengan metode kompensasi kelengkungan yang dilaporkan dalam literatur sesuai kebutuhan. Dengan struktur kompak yang diusulkan, LNFL dan GSBL direalisasikan dengan tegangan referensi independen suhu pada saat yang sama, yang memiliki performa PSRR dan LS terbaik dalam Tabel 2.

Kesimpulan

Sebuah BGR self-bias yang kompak dengan PSRR tinggi disajikan dalam makalah ini. Tegangan PTAT diimplementasikan oleh penguat operasional dengan tegangan offset input tidak simetris, dan tegangan suhu negatif ditumpuk untuk menghasilkan tegangan output referensi. Pada saat yang sama, dua loop umpan balik, LNFL dan GSBL, direalisasikan dengan bagian yang sama untuk stabilitas suhu, yang mengurangi kompleksitas struktural. Ini mengarah pada kebercukupan arus supply dan peningkatan sensitivitas supply daya dengan PSRR tinggi.